Entwurf eines auf Strommodus basierenden Oszillators für Audio-Leistungsverstärker der Klasse D - Gunook

2024 Autor: John Day | [email protected]. Zuletzt bearbeitet: 2024-01-30 07:15

In den letzten Jahren haben sich Audio-Leistungsverstärker der Klasse D aufgrund ihrer hohen Effizienz und ihres geringen Stromverbrauchs zur bevorzugten Lösung für tragbare Audiosysteme wie MP3- und Mobiltelefone entwickelt. Der Oszillator ist ein wichtiger Bestandteil des Klasse-D-Audioverstärkers. Der Oszillator hat einen wichtigen Einfluss auf die Klangqualität des Verstärkers, die Chipeffizienz, elektromagnetische Störungen und andere Indikatoren. Zu diesem Zweck entwirft dieser Beitrag eine stromgesteuerte Oszillatorschaltung für Klasse-D-Leistungsverstärker. Das Modul basiert auf dem Strommodus und implementiert hauptsächlich zwei Funktionen: Eine besteht darin, ein Dreieckwellensignal bereitzustellen, dessen Amplitude proportional zur Versorgungsspannung ist; die andere besteht darin, ein Rechteckwellensignal bereitzustellen, dessen Frequenz nahezu unabhängig von der Versorgungsspannung ist, und das Tastverhältnis des Rechteckwellensignals beträgt 50%.

Schritt 1: Prinzip des Strommodus-Oszillators

Das Arbeitsprinzip des Oszillators besteht darin, das Laden und Entladen des Kondensators durch die Stromquelle durch die MOS-Schaltröhre zu steuern, um ein Dreieckwellensignal zu erzeugen. Ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Oszillators auf Strommodusbasis ist in Abbildung 1 dargestellt.

Design eines auf Strommodus basierenden Oszillators für Audio-Leistungsverstärker der Klasse D

In FIG. 1, R1, R2, R3 und R4 erzeugen Schwellenspannungen VH, VL und eine Referenzspannung Vref durch Teilen einer Spannung einer Stromversorgungsspannung. Die Referenzspannung wird dann durch eine LDO-Struktur von Verstärkern OPA und MN1 geleitet, um einen Referenzstrom Iref zu erzeugen, der proportional zur Versorgungsspannung ist. Es gibt also:

MP1, MP2 und MP3 können in diesem System eine Spiegelstromquelle bilden, um einen Ladestrom IB1 zu erzeugen. Die aus MP1, MP2, MN2 und MN3 bestehende Spiegelstromquelle erzeugt einen Entladestrom IB2. Es wird angenommen, dass MP1, MP2 und MP3 gleiche Breiten-zu-Länge-Verhältnisse aufweisen und MN2 und MN3 gleiche Breiten-zu-Länge-Verhältnisse haben. Dann gibt es:

Wenn der Oszillator arbeitet, während der Ladephase t1, CLK=1, lädt die MP3-Röhre den Kondensator mit einem konstanten Strom IB1. Danach steigt die Spannung am Punkt A linear an. Wenn die Spannung am Punkt A größer als VH ist, wird die Spannung am Ausgang von cmp1 auf Null gesetzt. Das Logiksteuermodul besteht hauptsächlich aus RS-Flip-Flops. Wenn die Ausgabe von cmp1 0 ist, wird der Ausgangsanschluss CLK auf einen niedrigen Pegel invertiert, und CLK ist auf einem hohen Pegel. Der Oszillator tritt in die Entladephase t2 ein, in der sich der Kondensator C mit einem konstanten Strom IB2 zu entladen beginnt, wodurch die Spannung am Punkt A abfällt. Wenn die Spannung unter VL fällt, wird die Ausgangsspannung von cmp2 null. Das RS-Flip-Flop kippt, CLK geht hoch und CLK wird niedrig, wodurch eine Lade- und Entladeperiode abgeschlossen wird. Da IB1 und IB2 gleich sind, sind die Lade- und Entladezeiten des Kondensators gleich. Die Steigung der ansteigenden Flanke der Dreieckswelle des A-Punktes ist gleich dem Absolutwert der Steigung der abfallenden Flanke. Daher ist das CLK-Signal ein Rechteckwellensignal mit einem Tastverhältnis von 50%.

Die Ausgangsfrequenz dieses Oszillators ist unabhängig von der Versorgungsspannung und die Amplitude der Dreieckswelle ist proportional zur Versorgungsspannung.

Schritt 2: Implementierung der Oszillatorschaltung

Das in diesem Dokument entworfene Oszillatorschaltungsdesign ist in Abbildung 2 dargestellt. Die Schaltung ist in drei Teile unterteilt: eine Schwellenspannungs-Erzeugungsschaltung, eine Lade- und Entladestrom-Erzeugungsschaltung und eine Logiksteuerschaltung.

Design eines auf Strommodus basierenden Oszillators für Audio-Leistungsverstärker der Klasse D Abbildung 2 Oszillatorimplementierungsschaltung

2.1 Schwellenspannungserzeugungseinheit

Der Schwellenspannungs-Erzeugungsabschnitt kann aus MN1 und vier Spannungsteilerwiderständen R1, R2, R3 und R4 mit gleichen Widerstandswerten bestehen. Der MOS-Transistor MN1 wird hier als Schalttransistor verwendet. Wenn kein Audiosignal eingegeben wird, setzt der Chip den CTRL-Anschluss auf niedrig, VH und VL sind beide 0 V, und der Oszillator hört auf zu arbeiten, um den statischen Stromverbrauch des Chips zu reduzieren. Wenn ein Signaleingang vorhanden ist, ist CTRL niedrig, VH=3Vdd/4, VL=Vdd/4. Aufgrund des Hochfrequenzbetriebs des Komparators können, wenn Punkt B und Punkt C direkt mit dem Komparatoreingang verbunden sind, elektromagnetische Störungen an der Schwellenspannung durch die parasitäre Kapazität des MOS-Transistors erzeugt werden. Daher verbindet diese Schaltung Punkt B und Punkt C mit dem Puffer. Schaltungssimulationen zeigen, dass die Verwendung von Puffern elektromagnetische Störungen effektiv isolieren und die Schwellenspannung stabilisieren kann.

2.2 Erzeugung von Lade- und Entladestrom

Strom proportional zur Versorgungsspannung kann von OPA, MN2 und R5 erzeugt werden. Da die Verstärkung des OPA hoch ist, ist die Spannungsdifferenz zwischen Vref und V5 vernachlässigbar. Aufgrund des Kanalmodulationseffekts werden die Ströme von MP11 und MN10 von der Source-Drain-Spannung beeinflusst. Daher ist der Lade-Entlade-Strom des Kondensators nicht mehr linear mit der Versorgungsspannung. Bei diesem Design verwendet der Stromspiegel eine Kaskodenstruktur, um die Source-Drain-Spannung von MP11 und MN10 zu stabilisieren und die Empfindlichkeit gegenüber der Versorgungsspannung zu reduzieren. Aus AC-Sicht erhöht die Kaskodenstruktur den Ausgangswiderstand der Stromquelle (Schicht) und reduziert den Fehler im Ausgangsstrom. MN3, MN4 und MP5 werden verwendet, um eine Vorspannung für den MP12 bereitzustellen. MP8, MP10, MN6 können eine Vorspannung für MN9 bereitstellen.

2.3 Logiksteuerungsbereich

Die Ausgänge CLK und CLK des Flip-Flops sind Rechtecksignale mit entgegengesetzten Phasen, die zum Steuern des Öffnens und Schließens von MP13, MN11 und MP14, MN12 verwendet werden können. MP14 und MN11 fungieren als Schalttransistoren, die in Abbildung 1 als SW1 und SW2 fungieren. MN12 und MP13 wirken als Hilfsröhren, deren Hauptfunktion darin besteht, die Grate des Lade- und Entladestroms zu reduzieren und das scharf schießende Phänomen von Dreieckswellen zu beseitigen. Das Sharp-Shoot-Phänomen wird hauptsächlich durch den Kanalladungsinjektionseffekt verursacht, wenn sich der MOS-Transistor im Zustandsübergang befindet.

Angenommen, MN12 und MP13 werden entfernt, wenn CLK von 0 auf 1 übergeht, wird MP14 in den Aus-Zustand geschaltet und die aus MP11 und MP12 bestehende Stromquelle wird gezwungen, sofort aus dem Sättigungsbereich in den tiefen linearen Bereich einzutreten, und MP11, MP12, MP13 sind Die Kanalladung wird in sehr kurzer Zeit abgezogen, was einen großen Störstrom verursacht, der eine Spannungsspitze am Punkt A verursacht. Gleichzeitig springt MN11 vom ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand, und die Stromschichten aus MN10 und MN9 gehen vom tiefen linearen Bereich in den Sättigungsbereich. Die Kanalkapazität dieser drei Röhren wird in kurzer Zeit aufgeladen, was auch einen großen Gratstrom und Spannungsspitzen verursacht. In ähnlicher Weise erzeugen MN11, MN10 und MN9, wenn das Hilfsrohr MN12 entfernt wird, auch einen großen Störimpulsstrom und eine Spitzenspannung, wenn der CLK gesprungen wird. Obwohl MP13 und MP14 das gleiche Breite-zu-Länge-Verhältnis haben, ist der Gate-Pegel entgegengesetzt, sodass MP13 und MP14 abwechselnd eingeschaltet werden. MP13 spielt zwei Hauptrollen bei der Beseitigung der Spannungsspitzen. Stellen Sie zunächst sicher, dass MP11 und MP12 während des gesamten Zyklus im Sättigungsbereich arbeiten, um die Kontinuität des Stroms zu gewährleisten und die durch den Stromspiegel verursachte scharfe Spannung zu vermeiden. Zweitens, lassen Sie MP13 und MP14 ein komplementäres Rohr bilden. Somit wird im Moment der CLK-Spannungsänderung die Kanalkapazität einer Röhre geladen und die Kanalkapazität der anderen Röhre wird entladen, und die positiven und negativen Ladungen heben sich gegenseitig auf, wodurch der Störimpulsstrom stark reduziert wird. Ebenso wird die Einführung von MN12 die gleiche Rolle spielen.

2.4 Anwendung der Reparaturtechnik

Die Parameter verschiedener Chargen von MOS-Röhren variieren zwischen Wafern. Unter verschiedenen Prozesswinkeln ist auch die Dicke der Oxidschicht der MOS-Röhre unterschiedlich, und der entsprechende Cox ändert sich entsprechend, wodurch sich der Lade- und Entladestrom verschiebt, wodurch sich die Ausgangsfrequenz des Oszillators ändert. Beim Design integrierter Schaltungen wird die Trimmtechnologie hauptsächlich verwendet, um den Widerstand und das Widerstandsnetzwerk (oder Kondensatornetzwerk) zu modifizieren. Unterschiedliche Widerstandsnetzwerke können verwendet werden, um den Widerstand (oder die Kapazität) zu erhöhen oder zu verringern, um unterschiedliche Widerstandsnetzwerke (oder Kondensatornetzwerke) zu entwerfen. Die Lade- und Entladeströme IB1 und IB2 werden hauptsächlich durch den Strom Iref bestimmt. Und Iref=Vdd/2R5. Daher wählt dieses Design den Widerstand R5 zu trimmen. Das Trimmnetzwerk ist in Abbildung 3 dargestellt. In der Abbildung sind alle Widerstände gleich. In diesem Design beträgt der Widerstandswert des Widerstands R5 45 kΩ. R5 ist durch zehn kleine Widerstände mit einem Widerstand von 4,5 kΩ in Reihe geschaltet. Das Verschmelzen des Drahtes zwischen den beiden Punkten A und B kann den Widerstand von R5 um 2,5% erhöhen, und das Verschmelzen des Drahtes zwischen B und C kann den Widerstand zwischen A, B und B, C um 1,25% erhöhen. Die Sicherungen sind alle durchgebrannt, was den Widerstand um 3,75% erhöht. Der Nachteil dieser Trimmtechnik ist, dass sie nur den Widerstandswert erhöhen kann, nicht aber den kleinen.

Abbildung 3 Struktur des Widerstandsreparaturnetzwerks

Schritt 3: Analyse der Simulationsergebnisse

Dieses Design kann auf dem 0,5-μm-CMOS-Prozess von CSMC implementiert und mit dem Spectre-Tool simuliert werden.

3.1 Verbesserung der Dreieckswelle durch komplementäre Schaltröhre

Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm, das die Verbesserung der Dreieckswelle durch die komplementäre Schaltröhre zeigt. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, dass die Wellenformen von MP13 und MN12 in dieser Konstruktion keine offensichtlichen Spitzen aufweisen, wenn sich die Steigung ändert, und das Phänomen der Wellenformschärfung verschwindet, nachdem die Hilfsröhre hinzugefügt wurde.

Abbildung 4 Verbesserte Wellenform der komplementären Schaltröhre zur Dreieckswelle

3.2 Einfluss von Versorgungsspannung und Temperatur

Aus Abbildung 5 ist ersichtlich, dass sich die Frequenz des Oszillators auf 1,86% ändert, wenn sich die Versorgungsspannung von 3 V auf 5 V ändert. Bei einer Temperaturänderung von -40 °C auf 120 °C ändert sich die Oszillatorfrequenz um 1,93%. Es ist ersichtlich, dass bei starken Schwankungen der Temperatur und der Versorgungsspannung die Ausgangsfrequenz des Oszillators stabil bleiben kann, so dass der normale Betrieb des Chips sichergestellt werden kann.

Abbildung 5 Einfluss von Spannung und Temperatur auf die Frequenz

Schritt 4: Fazit

In diesem Artikel wird ein stromgesteuerter Oszillator für Audio-Leistungsverstärker der Klasse D entwickelt. Typischerweise kann dieser Oszillator Rechteck- und Dreiecksignale mit einer Frequenz von 250 kHz ausgeben. Darüber hinaus kann die Ausgangsfrequenz des Oszillators stabil bleiben, wenn Temperatur und Versorgungsspannung stark schwanken. Außerdem kann die Spannungsspitze auch durch Hinzufügen komplementärer Schalttransistoren beseitigt werden. Durch Einführung einer Widerstandsnetzwerk-Trimmtechnik kann eine genaue Ausgangsfrequenz bei Vorhandensein von Prozessschwankungen erhalten werden. Derzeit wird dieser Oszillator in einem Audioverstärker der Klasse D verwendet.